友情提示：如果本网页打开太慢或显示不完整，请尝试鼠标右键“刷新”本网页！
电子电路大全(PDF格式)-第45部分
快捷操作: 按键盘上方向键 ← 或 → 可快速上下翻页 按键盘上的 Enter 键可回到本书目录页 按键盘上方向键 ↑ 可回到本页顶部! 如果本书没有阅读完，想下次继续接着阅读，可使用上方 "收藏到我的浏览器" 功能 和 "加入书签" 功能！
gm1＝＇2unCox（W/L）ID1＇1/2=1。06mA/V
同时
Rds1= Rds2=8000*1。6/0。1=128kΩ
体效应参数方程，即
γg m
g s 1 =
2 V ＋ 2φ
SB F
76
…………………………………………………………Page 525……………………………………………………………
V
为了计算这个参数，我们需要知道源极－主体电压 SB 。但是，这个电压要依赖应用
V ≈2V
情况，不能事先准确知道。这里我们假设使用的是 5V的电源， SB 。这在一定程度
上有些武断，但是这是在没有更多细节的情况下能使用的最好方法。因此有
0。5g m
g s 1 = =0。15g m =0。16mA / V
2 2 ＋0。7
所以有
V g 1。06
out = m1 = =0。86V / V
V g ＋g ＋g ＋g 1。06 ＋0。16 ＋1/ 128＋1/ 128
in ds 1 ds 2 m1 s 1
注意：正如前面提到的，这个结果小于 1 这么多主要是因为体效应参数 g s 。如果没有
体效应，增益应约为 0。99V/V。
假设
Rin =180kΩ CL =10pF Cgs 1 =0。2pF Cgd 1 =15fF Csb 1 =40fF Cin =30fF
， ， ， ， ，
ω
求 0 以及图 9…3 所示的源极跟随器的零点频率。
解：从上例，gm1＝1。06mA/V，Rds1= Rds2=128kΩ， g s 1 =0。16mA / V ，这样有
'
Cin =Cin ＋Cgd 1 =45fF
Gs 1 =g s 1 ＋g ds 1 ＋g ds 2 =0。176mA / V
Cs =CL ＋Csb 1 =10。04pF
ω
因此我们可以求出 0 为
Gin （g m1 ＋Gs 1 ）
ω =
0 C C ＋C' （C ＋C ）
gs 1 s in gs 1 s
7
=5。24 ×10 rad / s =2π×8。34MHz
77
…………………………………………………………Page 526……………………………………………………………
（ ）＇ ' （ ）＇
Gin g m1 ＋Gs 1 Cgs 1Cs ＋Cin Cgs 1 ＋Cs
Q = '
Gin Cs ＋Cin （g m1 ＋Gs 1 ）＋Cgs 1Gs 1
＝0。8
这导致阶跃输入的超调，表示为
…π/ 4Q2 …1
超调百分比 ＝ 100e ＝8％
用式（9…27）可以求出零点频率为 855MHz，当然它几乎可以忽略。
源极跟随器 HSPICE 频率分析
网表：
EX8。2 source follower frequency test
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
Vdd 1 0 dc 5
Vss 2 0 dc …5
Ibias 3 2 dc 100u
Rin 4 0 180k
Cin 4 0 30f
Cl 3 0 10p
M1 1 4 3 2 nmos w=100u l=1。6u
Iin 4 0 pulse（0 …5u 10n 0 0）
。op
。tran 0。5n 300n
。print v（3）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
78
…………………………………………………………Page 527……………………………………………………………
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
源极跟随器的阶跃响应如下图所示，这里的超调量约为 10％。
图 8…7 源极跟随器的阶跃响应，显示了 10％的超调
一个双极晶体管射极跟随器与一个CMOS源极跟随器非常相似。因此，这里就不讲它的
高频分析。但是，注意：共轭复根极点的问题对于双极射极跟随器，可能更加严重。
对于CMOS源极跟随器和双极射极跟随器，当出现共轭复根时，它们可以通过添加补偿
线路消除。为了看到这点，注意式（8…18）可以写成
1
Y =sC ＋
g 2 1
R
1
sC
1
（8…28）
其中
C （C g …C G ） g C C
gs 1 s m1 gs 1 s 1 m1 gs 1 s
C = ≈
1 （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ） （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ）
79
…………………………………………………………Page 528……………………………………………………………
（Cgs 1 ＋Cs ）2 （Cgs 1 ＋Cs ）2
R = ≈
1 C （C g …C G ） C C g
gs 1 s m1 gs 1 s 1 gs 1 s m1
C C
C = gs 1 s
2
C ＋C
gs 1 s
（8…29）
图 9…8 导纳与源极跟随器栅极看 图 9…9 添加补偿线路（C1 和 R1）来补偿
进去的输入阻抗相同的电路（忽略 Cgb） 源极跟随器栅极看进去的导纳中的负项
一般 Cs 》Cgs 1 且g m1 》Gs 1 ，由此可以得到近似解。这与图 9…8 所示电路的导纳相同。
这样，输入阻抗相当于一个负的电容器和一个负的电阻串联再与一个电容并联。如果由一
个大小为C1 的电容和大小为R1 的电阻串联组成的第三线路连接到源极跟随器的栅极，如图
9…9 所示，那么负的项就可以去掉了。得到的输入导纳即为C2，如式（9…29）给出的一样。
在这种情况下，式（9…20）变为
v 1
g 1
=
iin G ＋sC ' ＋ Cgs 1Cs
in in C ＋C
gs 1 s
（9…30）
式（9…22）变为
1＋s Cgs 1
（）= vout = g m1 g m1
A s R
in
iin g m1 ＋Gs 1 s s
1＋ 1＋
p 1 p 2
（9…31）
其中
G G
p 1= in ≈ ' in
C' ＋ Cgs 1CL Cin ＋Cgs 1
in
C ＋C
gs 1 L
（9…32）
80
…………………………………………………………Page 529……………………………………………………………
g m1 ＋Gs 1 g m1 ＋Gs 1
p 2 = ≈
C ＋C C
gs L L （9…33）
C 》》C
当 s gs 1 时，这个近似是正确的。不考虑近似，现在极点是实数，不会发生超调。
因此，当设计源极跟随器（或射极跟随器）时，推荐的程序是为了检查：用式（9…26）
或者SPICE瞬态分析寻找超调点的极点是否为复数形式。当极点是复数时，增大Cin、Cs或
两者，或者添加补偿线路，如图 9…9 所示。
例：考虑如图所示的源极跟随器，其中，所有的晶体管W/L＝100um/1。6um。假设
2 2 γ =0。5V 1/ 2
unCox=90uA/V ， upCox=30uA/V ， Ibias＝100uA， n ，
rds…n=＇8000L（um）＇/＇ID（mA）＇ 。 假 设 Rin =180kΩ ， CL =10pF ，
Cgs 1 =0。2pF ， Cgd 1 =15fF ，Csb 1 =40fF ，Cin =30fF ，求图 8－3 所示源极跟随器
的补偿线路以及得到的第一个和第二个极点。
解：由式（9…29）有
g m1Cgs 1Cs
C1 ≈ （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ）=0。170pF （9…34）
且
（Cgs 1 ＋Cs ）2
R ≈ =49。3kΩ
1
C C g
gs 1 s m1
（9…35）
电容器在芯片上是可以实现的合理值。电阻可以用一个在三极管区域偏置的MOS晶体管
实现。假设使用补偿线路，传递函数的极点变为
G
p 1≈ ' in =2π×3。16MHz
C ＋C
in gs 1
g m1 ＋Gs 1
p 2 ≈ =2π×19。3MHz
C
L
使用补偿线路的速度损失非常大，因为没有补偿线路的极点频率约为 8MHz，但这里主
要的极点在 3。6MHz处。
81
…………………………………………………………Page 530……………………………………………………………
加补偿后源极跟随器 HSPICE 频率分析
网表：
EX8。2 source follower frequency test
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
Vdd 1 0 dc 5
Vss 2 0 dc …5
Ibias 3 2 dc 100u
Rin 4 0 180k
Cin 4 0 30f
CL 3 0 10p
M1 1 4 3 2 nmos w=100u l=1。6u
Iin 4 0 dc 0 ac 1
C1 4 5 0。17p
R1 5 0 49。3k
。op
。ac dec 20 1k 1GEG
。print vdb（3）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
82
…………………………………………………………Page 531……………………………………………………………
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
源极跟随器的频率响应如下图所示，第一个极点出现在大约 3。6MHz处，而第二个极点
出现在大约 16MHz处。
图 9…10 带补偿线路的源极跟随器的波特图
最后应该提到的是：如果要在运算放大器中使用源极跟随缓冲器（这样增益将置于缓
冲器周围），而且，如果源极跟随器的谐振频率实质上远远大于运算放大器的单位增益频率，
那么超调能够忍受，不需要补偿线路。
9。4 共栅放大器
共栅电路一般由于源极节点的低阻抗rin，其频率响应比共源电路的频率响应优越，假
设GL并不比GDS1 小多少。
9。5 高输出阻抗镜像电路
威尔逊和共源共栅镜像电流源将高频极点引入信号传递函数。这些极点近似相等的时
间常数为Cgs / g m 。这种说法可以通过做高频小
信号分析（在分析中要包括小信号模型的电容）
得到证明。
9。6 共源共栅增益级
一个共源共栅增益级（见图 9…11）的准确高
频分析一般留给计算机仿真，但是，大致的分析
不会很复杂。在高频下，输出节点形成的时间常
数由于阻抗太大而始终占据主导地位。输出节点
图 9－11 共源共栅电路
83
…………………………………………………………Page 532……………………………………………………………
C ＋C
的总电容Cout是 gd 2 db 2 、负载电容CL以及偏置电流源的输出电容Cbias（一般CL起主
要作用）的并联。假设输出级的时间常数起主要作用，－3dB频率约等于时间常数的倒数。
也就是说
1 2g 2
ds
ω ≈ ≈
…3dB
Rout CL g m CL
（9…36）
用零值�
快捷操作: 按键盘上方向键 ← 或 → 可快速上下翻页 按键盘上的 Enter 键可回到本书目录页 按键盘上方向键 ↑ 可回到本页顶部!
温馨提示： 温看小说的同时发表评论，说出自己的看法和其它小伙伴们分享也不错哦！发表书评还可以获得积分和经验奖励，认真写原创书评 被采纳为精评可以获得大量金币、积分和经验奖励哦！