友情提示:如果本网页打开太慢或显示不完整,请尝试鼠标右键“刷新”本网页!
电子电路大全(PDF格式)-第46部分
快捷操作: 按键盘上方向键 ← 或 → 可快速上下翻页 按键盘上的 Enter 键可回到本书目录页 按键盘上方向键 ↑ 可回到本页顶部! 如果本书没有阅读完,想下次继续接着阅读,可使用上方 "收藏到我的浏览器" 功能 和 "加入书签" 功能!
(9…36)
用零值时间常数分析方法'Gray,1993'可以求出更加准确(虽然仍然不准确)的估算。
这种分析技术的优势是在确定总的-3dB频率中能够对每个电容的相对重要度有些理解。分
析的小信号模型如图 9…12 所示,其中
C =C +C +C
s 2 db1 sb 2 gs 2
(9…37)
C =C +C +C +C
d 2 gd 2 db 2 L bias (9…38)
图 9…12 共源共栅增益级的小信号模型
在零值时间常数分析中,所有独立源极都设为零(这里Vin设为 0V),每个电容都依次
τ ω
将其它电容设为零时加以考虑,求出相应的时间常数并用 Ci 标明。然后,-3dB频率 …3dB
推算为 1 除以所有时间常数的总和。
C C
在这个电路中,求出的第一个时间常数是对应 gs 1 的时间常数,表示为τC 。 gs 1 看
gs 1
到的电阻为Rin,因此
τ =C R (9…39)
Cgs 1 gs1 in
C C
对应 gd 1 的时间常数的计算更多,所以在它的计算中使用正式方法。 gd 1 用一个电压
C
源Vx替换。接下来, gd 1 看到的电阻通过计算Vx和ix(离开Vx的电流)的比求得。最后
84
…………………………………………………………Page 533……………………………………………………………
C R
的时间常数用这个电阻乘以 gd 1 。这个分析的小信号模型如图 9…10 所示,其中电阻 d 1 在
r
低频下是 ds 1 和M2(共源共栅晶体管)源极看进去的阻抗的并联。图 9…13(b)的电路本质上
与图 9…13(a)的电路相同,它用来求源极退化镜像电流源的输出阻抗。我们有
v =i R
y x in
(9…40)
a) b)
C
图 9…13 用于计算 gd 1 看到的电阻的两个等效小信号模型
而且
( )
ix = vx …vy Gd 1 …g m1vy
(9…41)
v / i
将式(9…40)带入式(9…41)解得 x x 得
v
x ( )
rCgd 1 = =Rd 1 '1+Rin Gd 1 +g m1 '
i
x
(9…42)
求出共源共栅晶体管M2 的源极看进去的导纳,即
Y ≈g
s 2 ds (9…43)
r
阻抗Rd1 是这个导纳和 ds 1 的并联,因此有
r
R ≈ ds
d 1
2
(9…44)
将这个结果带入式(9…42)有
85
…………………………………………………………Page 534……………………………………………………………
r
ds ' ( )'
rCgd 1 ≈ 1+Rin 2g ds +g m1
2
r
ds ( )
≈ 1+g m1Rin
2 (9…45)
由此
r
τCgd 1 ≈Cgd 1 ds (1+g m1Rin )
2
(9…46)
r
如果Rin很大,如在晶体管输出阻抗 ds 的量级上,那么这个时间常数近似为
2
g m rds
τC ≈C
gd 1 gd 1 2 (9…47)
这个时间常数可能大到一个共源放大器的响应时间常数那么大―这个情况还不是很清
楚。
C r r
电容 s 2 看到的电阻为 ds 1 与M2 源极看进去的阻抗的并联,得近似为 ds ,有
r
τC ≈C ds
s 2 s 2
2
(9…48)
(g r 2 )/ 2
Cd2 看到的电阻式共源共栅放大器的输出阻抗,近似得为 m ds 。因此,Cd2 的时
间常数为
2
g m rds
τC ≈C
d 2 d 2
2 (9…49)
注意:这个时间常数与式(9…47)具有相同的形式,但是Cd2 一般要比Cgd1 大得多(因
τC
为CL一般很大),让 d 2 起主要作用。
时间常数的和为
τ ≈τ +τ +τ +τ
C C C C
total gs 1 gd 1 s 2 d 2
2 2
g m rds rds g m rds
≈C R +C +C +C
gs 1 in gd 1 2 s 2 2 d 2 2 (9…50)
ω 1/τ
-3dB频率 …3dB 推算为 total 。
例:假设对于输入晶体管和共源共栅晶体管,其中, g m =1mA / V ,rds=100kΩ,
86
…………………………………………………………Page 535……………………………………………………………
Rin =180kΩ CL =5pF Cgs =0。2pF Cgd =15fF Csb =40fF Cdb =20fF
, , , , , ,
推算图 9-11 的共源共栅放大器的-3dB频率。
解:每个电容的时间常数用下式推算:
Cs 2 =Cdb1 +Csb 2 +Cgs 2 =0。26pF
Cd 2 =Cgd 2 +Cdb 2 +CL +Cbias =5。055pF
有
τC =C R =36ns
gs 1 gs 1 in
2
g m rds
τC ≈C =75ns
gd 1 gd 1 2
r
τC ≈C ds =13ns
s 2 s 2
2
2
g m rds
τC ≈C =25。3us
d 2 d 2
2
正如期望的,输出节点的时间常数起主要作用,其次重要的时间常数是Cgd1 的时间常
数 , 虽 然 忽 略 了 Cgd1 在 - 3dB 频 率 上 的 效 应 。 因 此 , - 3dB 频 率 准 确 写 为
ω ≈1/τC =2π×6。3kHz
…3dB d 2
。
共源共栅放大器 HSPICE 频率分析
M3 通过M6 形成一个共源共栅镜像电流源产生Ibias。选择P沟道晶体管的宽度和长度,
使得它们的g m 和 rds 与N沟道晶体管的情况相匹配。
网表:
EX8。5 Cascode AMP frequency test
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
Vdd 1 0 dc 5
Ibias 6 0 dc 100u
M4 6 6 7 1 pmos w=390u l=2u
M5 7 7 1 1 pmos w=390u l=2u
M6 8 7 1 1 pmos w=390u l=2u
M3 2 6 8 1 pmos w=390u l=2u
87
…………………………………………………………Page 536……………………………………………………………
M2 2 3 4 0 nmos w=100u l=1。6u
M1 4 5 0 0 nmos w=100u l=1。6u
Cl 2 0 0。3p
Vbias 3 0 dc 2。5
Vin 5 0 dc 0。8425 ac 1
。op
。ac dec 10 0。1 1000Meg
。print vdb(2)
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3, TOX=1。8E…8, LD=0。08U,
+UO=500, VMAX=2。0E5, PHI=0。6, GAMMA=0。5,
+NSUB=2。5E16, VTO=0。7, NFS=8。2E11, CGSO=2。5E…10,
+CGBO=2。5E…10, CJSW=2。5E…10, CGDO=2。5E…10, MJ=0。5,
+CJ=2。5E…4, PB=0。9, IS=1。0E…16, JS=1。0E…4
+KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
+RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
+ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3, TOX=1。8E…8, LD=0。08U,
+UO=165, VMAX=2。7E5, PHI=0。80, GAMMA=0。75,
+NSUB=5。5E16, VTO=…0。7, NFS=7。6E11, CGSO=2。5E…10,
+CGBO=2。75E…10, CJSW=3。4E…10, CGDO=2。5E…10, MJ=0。5,
+CJ=3。7E…4, PB=0。8, IS=1。0E…16, JS=1。0E…4
+KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
+RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
+ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
这个共源共栅放大器的频率曲线如下图所示。直流增益为 80dB(即 10000V/V),-3dB
频率约发生在 2kHz。
图 9-14 共源共栅放大器的频率曲线图
88
…………………………………………………………Page 537……………………………………………………………
在结束这一节之前,应对共源共栅增益级的高频性能做一些论述。正如我们刚才看到
的,一般一个极点起主要作用,这样我们可以合理地模拟放大器增益为
A
() V
A s =
1+s / ω
…3dB (9…51)
ω
这样,当频率实际上远大于 …3dB ,一般为作用的频率束,增益可近似写为
() AV g m1
A s ≈ ≈
s / ω sC
3
dB L
(9…52)
2
g m g m 2 1 g m 1 2g 2
AV ≈ ≈ ω ≈ ≈ ds
…3dB
上式利用了式 2g ds g ds 2 2 g ds 和式 Rout CL g m CL 。还要注
意:除非任一源极阻抗或源极电容非常大,否则式(8…36)和式(8…52)的近似是很好的。此
外 , 在 远 大 于 - 3dB 频 率 的 频 率 上 , M2 源 极 的 导 纳 可 用 式
g g g g
+ +
m 2 s 2 ds 2 m 2
Y = ≈
in2
g ds 2 g ds 2
1+ 1+
GL GL 求出,其中GL用 GL +sCL 代替。这样一个替代的结果
为
g g g
+ +
Y = m 2 s 2 ds 2
in2
g ds 2
1+
G
L
G +sC
=g m 2 L L
g G sC
+ +
ds 2 L L
G +sC
=g m 2 L L
g ds 2 +sCL
(9…53)
( )
ω》》1/ r C Y =g
在 ds L 的频率上,s中的项起主要作用, in2 m 2 。M2 源极的近似时间常
数可写为这个极点的总电容除以 g m 2 。M2 源极的总电容是Cgs 2 并联 Cdb1 并联 Cgd 1 。因为
这个电容不是特别大而且这个节点的阻抗1/ g m 2 很小,所以这个节点的时间常数一般可忽
略。但是在带一个小源极阻抗的放大器中,这个节点仍然是决定共源共栅放大器的第二个
C C
极点的主要因素。M2 源极的时间常数的上限可以简单求出。 db1 并联 gd 1 几乎总是小于
89
…………………………………………………………Page 538……………………………………………………………
C C
gs 2 。因此,M2 源极的总阻抗等于K gs 2 ,其中:K在 1~2 之间(一般靠近 1)。利用
W
g =μ C V
m 2 p ox eff 2
L
2
(9…54)
上式是对折叠式共源共栅放大器(对伸缩式共源共栅放大器,用μn 大于μp ),并利
用下式
2
( )
C =KC =K WL C
S 2 gs 2 3 2 ox
快捷操作: 按键盘上方向键 ← 或 → 可快速上下翻页 按键盘上的 Enter 键可回到本书目录页 按键盘上方向键 ↑ 可回到本页顶部!
温馨提示: 温看小说的同时发表评论,说出自己的看法和其它小伙伴们分享也不错哦!发表书评还可以获得积分和经验奖励,认真写原创书评 被采纳为精评可以获得大量金币、积分和经验奖励哦!