电子电路大全(PDF格式)-第84部分

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　　　　　　　　　　　　　　　　　　图2。7。5　　　　按　50Ohm　　输入匹配，没使用　SAW　的输入匹配网络　　



　　　　请注意：对所有的耦合状态（见图　2。7。4　和图　2。7。5　），LNA　地的接线电感都已补偿。C3　

与接线一起形成串联谐振电路。L=25nH　是馈电电感，以建立供电　DC　通路。L　　的值必须足够　

大，以免使串联谐振电路失谐，为降低成本，可以将　L　　印制在PCB　板上。这样设置可使接收　

电路的灵敏度提高　1　到　2dB　。　　

　　　　从　RF　前端来的信号经全集成　4　阶　IF　滤波器滤波，对于f　RF=315MHz　和f　RF=433。92MHz　

应用，中频的中心频率f　IF=1MHz　。对其他RF　输入频率可参考表　2。7。3　确定中心频率。　　　　

　　　　U3745　BM　可使用　BIF=300kHz　和　BIF=600kHz　两种不同的　IF　带宽，与　U2745B　配套使用，　

工作在　ASK　　方式，允许接收机和　PLL　　发射机晶体有较大的制造公差。SAW　发射机与　PLL　

发射机相比，发射频率允许误差要大些。通常与这种发射机配套使用时，必须使用　

BIF=600kHz　。　　

　　　　RSSI　　放大器将　IF　　　　　放大器的输出送去解调之前进一步放大。放大器的动态范围　

DRRSSI=60dB　。如果　RSSI　放大器工作在其线性范围内，则在　ASK　　工作方式能保持最佳信噪　

比。如果发射机信号超出了动态范围，则信噪比定义为　RSSI　　最大输出电压与由于干扰影响　

RSSI　输出电压之比。如果　RF　输入信号比在最高灵敏度时　RF　输入信号高　60dB，则超过　　RSSI　

放大器动态范围。　　

　　　　RSSI　放大器的输出电压在内部与门限电压　V　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　比较。V　　　　　　　　　由一个外接电阻R　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　TH…RED　　　　　　TH…RED　　　　　　　　　　　　　　　SENSE　



决定。RSENSE　是接在　RSENSE　引脚和地或VS　之间。比较器的输出送入数字控制逻辑。用这种法　

可以使接收电路工作在较低灵敏度上。　　

　　　　如果　R　　　　　　接到　V　　。则接收机工作在一个较低灵敏度上，减少的灵敏度由　R　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　阻值及　

　　　　　　　　　　SENSE　　　　　S　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　SENSE　



LAN　输入信噪比决定的最大灵敏度来决定。减少的灵敏度还与　RSSI　放大器输出端的信号强　

度有关。因为　RF　　输入网络的不同，会使按特定　　输入匹配情况下在电气特性中给出的　LNA　

增益和灵敏度值也各有差别。图　2。7。5　给出各种匹配方法，以达到最大可能的灵敏度。　　

　　　　RSENSE　还可以由微控制器uC　或　U3745BM　的数字输出口POUT　接到　VS　或　GND　。接收电　

路在任何时间都可以从全灵敏度切换到减少灵敏度方式，反之也一样。在查询方式，如果　RF　

输入信号没有超过所选灵敏度，则接收机不会被唤醒。如果接收机已经处于工作状态，当输　

入信号低于规定的灵敏度时，则　DATA　脚的数据中会消失。在　DATA　脚上产生的取代数据串　

的信号如图2。7。6　所示，该信号表示接收机仍处在工作状态。　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图2。7。6　　　　限制在稳定低（L　）状态DATA　引脚端输出波形　　



　　


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　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　第2　章　　　　射频接收器芯片原理与应用电路设计　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　·141　·　



　　　　从　RSSI　放大器来的信号被　ASK　解调器变换成原始数据信号。　　

　　　　在　ASK　方式使用了自动门限控制电路，它将检测参考电压设置在一个能获得好信噪比的　

适当值上。这个电路也能有效抑制任何类型的带内噪声信号或竞争发射。如果　S/N　超过　10　　dB　

即能很好检测出数据信号。　　

　　　　解调器的输出信号，经数字滤波器滤波后送到数字信号处理电路。数字滤波器的通带与　

数据信号的特性相匹配，可改善　S/N　　比。数字滤波器由　1　阶高通和　1　阶低通滤波器组成。　　

　　　　高通滤波器的截止频率由下式决定：　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　f　cu_DF　=　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　×π×30kOhm×CDEM　

　　　　在自查询方式，数字滤波器的建立时间必须非常短以保持低电流消耗。因此，如使用自　

查询方式，CDEM　不能为一个很高的值。另一方面，CDEM　又必须足够高以满足对数据信号　

的滤波要求。在电气特性中已给出了CDEM　的推荐值。ASK　和　FSK　的CDEM　值略有不同。　　

　　　　低通滤波器的截止频率由所选波特率范围（BR…Range　）决定。BR…Range　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　在　OPMODE　

寄存器中设定。BR…Range　的设置必须与波特率相适应。　　

　　　　U3745BM　是设计工作在数据信号的　DC　　电平为5　　0％的数据编码条件下，曼切斯特编码　

和双相位编码满足这个条件。如果使用其他编码电路，则要求　DC　　电平总处在　V　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　=33％和　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　DC…min　



V　　　　　=66％之间，在这种情况下，灵敏度可能会降低　1。5dB。　　

　DC…max　



　　　　每个　BR…Range　也可由最小和最大沿到沿时间来定义（tee…sig　）。这些限制已在电气特性中　

规定，为保持接收电路的灵敏度，不应超过这些限制。　　

　　　　U3745BM　可用一个　SAW　前端滤波器，也可不用。图　2。7。7　所示为用与没用　SAW　前端滤　

波器的选择性特性，图示例是　ASK　方式　300kHz　带宽时的特性。从图可以看出镜像频率减低　

了40dB　。图示曲线是对最大灵敏度而言的，如果使用　SAW　滤波器，则必须考虑加入　4dB　的　

插入损耗。　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图2。7。7　　　　接收频率响应　　



　　　　当以接收带宽设计系统时，必须考虑到本振（LO　）偏移，因为它同样影响　IF　　的中心频　

率。总　LO　频偏是晶体的频偏和　U3745BM　的XTO　频偏之和。由于XTO　　电路原因，U3745BM　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…6　　　　　　　　　　　　　　　　　…6　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…6　

的XTO　频偏规定为±30　×10　　　　　　　　。如果使用±100×10　　　　　　　　的晶体，总频偏是±130×10　　　　　　　　　　。要注意，　

在　ASK　方式接收机带宽和　IF　滤波器带宽是一样的，但对　FSK　方式二者不同。　　



　　


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　·142　·　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　射频集成电路芯片原理与应用电路设计　　



　　　　查询电路周期性地使信号通道工作一段时间。在此期间，位检测逻辑鉴别是否出现有效　

发射信号。当检测到有效信号时接收电路保持工作状态，并将数据传送到相连的微控制器uC　。　

如果没有检测到有效信号则接收电路大部分处在低电流消耗的睡眠状态。这种状态称为查询　

方式。在查询时间，所接uC　是不使能的。　　

　　　　查询逻辑的所有相关参数都可以由相连接的uC　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　设置。这一灵活性使用户能得到需要的　

电流消耗，系统响应时间，数据率等参数。与uC　连接的接线方法，可以采用单一的双向线以　

节省连接uC　的端口，也可采用三条单向线端口。　　

　　　　数字电路和模拟滤波器的全部定时都是来自一个时钟，如图　2。7。8　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　所示。这一时钟周期　

TClk　是从晶体振荡器经分频器得到的，分频次数由　　MODE　引脚端的逻辑状态控制。MODE=L　，　

美国（÷10）；MODE=H，欧洲（÷14）。晶体振荡器的频率是由RF　输入信号决定的，它也　

同时决定了本地振荡器的频率（　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　f　LO　）。　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图2。7。8　　　　基本时钟周期的产生　　



　　　　时钟周期　TClk　控制了下述有关应用参数：位检测查询电路的定时；模拟和数字信号处理　

的定时；寄存器编程的定时；复位时标的频率；IF　滤波器的中心频率。　　

　　　　应用最多的两个发射频率：f　send=315MHz　主要在美国用，f　send=433。92MHz　用在欧洲。为　

方便使用电气特性中与　Tclk　有关的所有参数，对每个参数给出三个条件。　　

　　　　在美国使用：　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　f　　　　=4。906　25MHz；MODE　=L；　T　　　=2。038　3us　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　XTO　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Clk　



　　　　在欧洲使用：　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　f　　　　=　　　　　　　　　　　　　　　　　　=　T　　　　=　　　　　　　u　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　XTO　　6。764　38MHz；MODE　　　H；　　Clk　2。069　7　s　



　　　　其他应用：　　

　　　　　　　　　　Tclk　取决于f　XTO　和　MODE　引脚端的逻辑状态，电气特性是　Tclk　　的函数　　

　　　　一些功能块的时钟周期与所选择的波特率范围（BR…Range　）有关，波特率范围在　　

OPMODE　寄存器中定义，时钟周期　TXCLK　　由下述公式定义。　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　BR_Range=BR_Range0　：TXClk=8　×TClk　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　BR_Range1　：TXClk=4　×TClk　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　BR_Range2　：TXClk=2　×TClk　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　BR_Range3　：TXClk=1　×TClk　　

　　　　接收电路以三种不同方式的连续地周期地停留在查询方式上。在睡眠方式，信号处理电　

路，被停止工作一个　T　　　　　　　　　　　时间周期，此时仅消耗电流I　　=I　　　　　　　　　　　　　。在启动周期　T　　　　　　　　　所有信号处　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　sleep　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　S　　Soff　　　　　　　　　　　startup　



理被启动并进入稳定工作状态。此后的位检测方式，将进入的数据串对照有效发射信号逐位　

分析。如果没有出现有效信号，则经过周期　TBitcheck　后接收电路返回睡眠状态。这一周期时间，　



　　


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　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　第2　章　　　　射频接收器芯片原理与应用电路设计　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　·143　·　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　T　　　　　　的平均值在电气特性中给出。在T　

随不同的检测而变化。因为它是一个统计的过程。Bitcheck　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　startup　

和T　　　　　　　期间电流消耗是I　　=I　　　　　　　　　，在查询方式中的平均电流消耗取决于工作方式中工作周期，　

　　　　Bitcheck　　　　　　　　　　　　　S　　Soff　



可由下式计算：　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　I　Soff　×TSleep　＋I　Son　×（TStartup　＋TBitcheck　）　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　I　　　　=　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Spoll　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　T　　　　＋T　　　　　＋T　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Sleep　　Startup　Bitcheck　



　　　　在　Tsleep　和　Tstartup　期间接收电路不响应发射信号。为保证对发射的命令的接收。发射机必　

须在发射电报码开始前先发射一个合适的前置脉冲。前置脉冲的长度取决于查询参数　Tsleep　、　

Tstartup　、TBitcheck　及所接uC　的启动时间　Tstart…uc　。因此　TBitcheck　也就与实际的比特率和被检测的位　

长　NBitcheck　有关。　　

　　　　前置脉冲长度：　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　TPreburst　≥TStartup＋TBitcheck＋TStart…uC　　

　　　　TSleep　周期长度由　OPMODE　寄存器中的　5　位　Sleep　字，按规定的扩展系数X　sleep　　以及基本　

时钟周期　TClk　定义，可计算如下：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　TSleep=Sleep×X　Sleep×1　024×TClk　　

　　　　在美国和欧洲应用中，如果　X　sleep　置为　1，Tsleep　　的最大值仅为　60ms　。在这种情况下，时　

间分辨率为2ms　。通过设置，X　sleep　为8　可使Sleep　时间扩展到0。5s　。通过对X　sleepstd　位或对X　sleeptemp　

位的设置，X　sleep　可设置为　8，其结果是作用在不同的模式，如下所述：　　

　　　　X　sleepstd=1　为标准扩展系数，睡眠时间总是被扩展。　　

　　　　X　sieeptemp=1　为暂时扩展系数，只要每个检测都正确，将使用扩展睡眠时间。如果位检测　

发现有错，这一位就被自动置回为　0，为常规的睡眠时间。这样当出现与预期的发射信号相　

似的干扰调制时仍能使用，以节省电流。在这种情况下，uC　也很少被启动，如果干扰消失，　

接收电路转换回常规查询，只对适当的发射信号敏感。　　

　　　　可设置寄存器的值，置接收电路处于永久睡眠状态。接收电路保持在该状态直到另一个　

状态被编程存入　OPMODE　寄存器，当有几个器件共享一条数据线时这一功能是很有用的。　　

　　　　U3745BM　工作状态是由　OPMODE　和　LIMIT　的两个　12　位　RAM　寄存器进行设置的。寄　

存器可由双向　DATA　　口编程。如果寄存器内容由于掉电而改变，这一状态由一个称为复位标　

识（RM　）的输出表示出来。在这种情况下，接收电路必须重新编程。在加电复位（POR　）　

后，寄存器被置为默认模式。如果接收机工作默认模式，不需对寄存器编程。寄存器的结构、　

各设置字的定义见器件手册。　　

　　　　寄存器的编程是通过双向数据线，按图　2。7。9　和图　2。7。10　　串行编程的。　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图2。7。9　　　　寄存器的编程时序关系　　



　　


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　·144　·　　　　　　　　　　　　　　　　　　　射频集成电路芯片原理与应用电路设计　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图2。7。10　　　　单线连接到微控制器　　



　　　　编程启动，串行数据线　DATA　被uC　下拉到“低”，并保持　t1　时间。当　DATA　放开后，　

U3745BM　变为主控器件。当编程延迟周期　t2　消失后，它发出　14　个序列同步脉冲，脉冲宽度　

为　t3　。编程窗出现在每个脉冲之后，编程窗开始之前的延迟由t4　确定。持续时间由　t5　定义。　

在编程窗中每一位都被设定。如果uC　在　t5　周期将　DATA　拉低　t7　时间，则相应位置为“0　”。　

如果没有编程脉冲即发出　t7，这一位被设置为“1”。全部　14　位都是这样顺序编程的。编程　

一位的时间由　t6　定义。　　

　　　　第　14　位跟随着等效时间窗　t9，在此窗口期间如果刚刚编程的方式字与已经存储在寄存　

器中的方式字相同，就出现等效证实脉冲　t8　　　　　　　　　　　　　　　（E…ACK　），E…ACK　用于验证方式字已经正确地　

传送给寄存器。在这种情况下，寄存器必须编程两次。　　

　　　　接收电路在休眠状态或在工作模式都可以对寄存器编程。在编程期间，LNA　、LO　、低通　

滤波器，IF　放大器和　ASK　曼切斯特解码器不工作。　　

　　　　编程开始脉冲　t1　启动寄存器的编程。如果第　1　位置为“1”表示是OFF　指令，同时将接　

收机设置回查询方式。对编程开始脉冲　t1　的长度，应注意下面的变换：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　t1（min）